1、動態(tài)電壓頻率調(diào)整DVFS

SOC芯片的核電壓、GPU電壓、NPU電壓、GPU電壓等，都會根據(jù)性能和實際應(yīng)用場景來進行電壓和頻率的調(diào)整。

即動態(tài)電壓頻率調(diào)整DVFS（Dynamic Voltage and Frequency scaling），優(yōu)化性能和功耗。

比如某SOC在頻率1.896GHz時，采用的核電壓是1.009V；

在1GHz時，采用的核電壓是0.789V。

2、為什么SOC的頻率越高，電壓要越高尼？

因為SOC內(nèi)部的FET（場效應(yīng)晶體管，Field-Effect Transistor）充放電需要一定時間，也就是門延遲時間。

只有在充放電完成后，采樣信號才能保證信號的完整性。即門延遲時間太長的話，會影響信號翻轉(zhuǎn)，采樣的數(shù)據(jù)就會異常，抬高電壓可以縮短門延遲時間。

根據(jù)公式Q=I*t=C *U，門延遲時間和電壓是負(fù)相關(guān)的，即電壓高，則充放電時間就短。

3、PWM如何調(diào)節(jié)DCDC輸出電壓

3.1 PWM調(diào)節(jié)DCDC電壓電路框圖

PWM調(diào)節(jié)DCDC電壓的電路框圖如下圖所示。Vcore電壓是CPU的核電壓，CPU通過PWM module輸出相應(yīng)占空比的PWM信號來調(diào)整Vcore電壓，及CPU自身的工作頻率。

3.2 DCDC FB error amplifier誤差放大器

誤差放大器通過比較參考電壓（設(shè)定值）和反饋電壓（實際輸出電壓的一小部分），并放大它們之間的差異，來控制DC-DC轉(zhuǎn)換器的功率開關(guān)，從而達到調(diào)節(jié)輸出電壓的目的。

其分析思路就是運放的“虛短”和”虛斷“，Vfb電壓等于Vref電壓，流入EA誤差放大器的電流為零。

3.3 PWM調(diào)節(jié)DCDC電壓參數(shù)計算

參數(shù)計算的方法，就是采用基爾霍夫定律，及運放的”虛短“和”虛斷“原理。

3.3.1 基爾霍夫定律

基爾霍夫定律是電路分析中的兩個基本的定律：基爾霍夫電流定律（KCL）；基爾霍夫電壓定律（KVL）。

3.3.2 參數(shù)計算方式1

假設(shè)PWM調(diào)節(jié)DCDC電壓電路如下圖所示，R1為DCDC FB的上電阻（即是反饋電阻），R2為DCDC FB的下電阻。

R3和R4是鏈路上的調(diào)節(jié)電阻，R5和C1是RC整流成直流電壓的作用。

參數(shù)計算計算方式1，假設(shè)電流i1的流向：R3->R4->R5-Vpwm。（即R5和C1的整流直流電壓比Vref小）

i2=i1+i3

i1=（Vref-Vpwm）/（R3+R4+R5）

i2=（Vout-Vref）/R1

i3=Vref/R2

Vout=Vref+i2*R1

Vout=Vref+（i1+i3）*R1

Vout=Vref+【（Vref-Vpwm）/（R3+R4+R5）+Vref/R2】*R1

Vout=Vref+R1*（Vref-Vpwm）/（R3+R4+R5）+R1*Vref/R2

Vout=(1+R1/R2)*Vref+R1*（Vref-Vpwm）/（R3+R4+R5）

3.3.3 參數(shù)計算方式2

參數(shù)計算計算方式1，假設(shè)電流i1的流向：R5->R4->R3->R2。（即R5和C1的整流直流電壓比Vref大）

i3=i1+i2

i1=（Vpwm-Vref）/（R3+R4+R5）

i2=（Vout-Vref）/R1

i3=Vref/R2

Vout=Vref+i2*R1

Vout=Vref+（i3-i1）*R1

Vout=Vref+【Vref/R2-（Vpwm-Vref）/（R3+R4+R5）】*R1

Vout=（1+R1/R2）*Vref-R1*（Vpwm-Vef）/（R3+R4+R5）

3.3.4 具體計算例子

Vref為DCDC的參考電壓，常見的有0.6V，0.8V。（還有0.765V的）

Vpwm為PWM信號電壓，如高電平3.3V，占空比為50%的PWM波對應(yīng)的直流電壓為1.65V。

R1=24K，R2=27K，R3=180K，R4=18K，R5=2K，C1=0.1uF，Vref=0.6V，Vpwm電壓最大值是3.3V。

1、當(dāng)Vpwm是直流電壓0V時，Vout=1.205V；

2、當(dāng)Vpwm是直流電壓3.3V時，Vout=0.809V；

3、當(dāng)Vpwm是高電平3.3V，頻率24MHz，占空比50%時（方波），

Vout=（1+24/27）*0.6-24*（1.65-0.6）/（180+18+2）=1.007V。

3.3.5 PWM信號的RC整流

原理：PWM信號的正周期會對RC濾波電路中的電容充電，而負(fù)周期則是電容對外放電。充電的電壓是PWM的最大值，放電電壓是電容充電時的電壓值，即充電電壓比放電電壓高，則充放電過程中，電壓越來越高。這樣，電容隨著PWM信號的充電和放電，PWM信號轉(zhuǎn)換成直流信號。

RC低通濾波器整流成直流電壓時，PWM信號的頻率要遠大于其截止頻率，其截止頻率f=1/(2ΠRC)，建議RC濾波器的截止頻率是PWM信號頻率的1%甚至更低。反之，RC時間常數(shù)遠大于PWM的時鐘周期時間。

當(dāng)PWM信號的頻率遠大于RC截止頻率f時，輸出的直流電壓可以直接按照PWM信號的占空比來計算。如果PWM信號的占空比為D（即高電平時間與周期時間的比例），且高電平電壓為Vhigh，則輸出的直流電壓Vout可以近似表示為：Vout=D×VhighVout=D×Vhigh

4、小結(jié)

第三點的參數(shù)計算方式的Vpwm電壓值，應(yīng)該是在RC后的電壓，即R5和C1點上的電壓值。由于R5的電阻值，遠小于R3和R4阻值，因此計算上影響不大。

——END——

叢林社會，從來不相信眼淚；再多的抱怨也沒有用，不會有人可憐的

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