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? ? ??在眾多電源應(yīng)用（例如電壓和電流）中，寬工作范圍負(fù)載不可或缺。LED 照明和電池充電應(yīng)用可作為典型 示例。憑借本身高效和用戶友好型基波分析法 (FHA) 設(shè)計(jì)，LLC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)備受青睞。但也存在負(fù)載電流范圍變寬時(shí)電壓工作范圍受限等缺點(diǎn)。此外，盡管在串聯(lián)諧振工作點(diǎn)附近采用 FHA 方法進(jìn)行分析十分精確，但當(dāng)負(fù)載范圍（電壓和電流）明顯變寬時(shí)，可能就會(huì)失效。
? ? ? 作為另一種負(fù)載諧振拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，LCC 可用于寬范圍負(fù)載工作的替代解決方案。但是，LCC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)和簡(jiǎn)單的 LLC 結(jié)構(gòu)不同，因?yàn)?LCC 很少在串聯(lián)諧振點(diǎn)附近工作，整個(gè)電路可實(shí)現(xiàn)線性化。因此，采用FHA 方法會(huì)導(dǎo)致精度不夠，從而需要在諧振回路的迭代優(yōu)化上花費(fèi)更多的設(shè)計(jì)時(shí)間和精力。
先說結(jié)論：
LCC優(yōu)點(diǎn)
? ? ? ? ~由于電流源特性類似，電壓范圍更寬。
? ? ? ? ~在相同的頻率范圍內(nèi)，負(fù)載電流范圍更寬，這意味著具有寬輸出電壓的 LED 驅(qū)動(dòng)器可在不使用突發(fā)模式的情況下深度調(diào)光,在一些室內(nèi)電源調(diào)光深度可達(dá)0.1%。
? ? ? ? ~變壓器不需要磨氣隙，節(jié)約成本
? ? ? ? ~抗輸出短路的穩(wěn)健性
? ? ? ? ~對(duì)寄生電容的抗擾性 ，LCC因?yàn)橛?/span>Cp并聯(lián)在變壓器繞組上，對(duì)寄生電容不敏感
? ? ? ? ~更容易集成變壓器設(shè)計(jì)
LCC缺點(diǎn)
? ? ? ? ~通常比LLC需要更大的諧振電感
? ? ? ? ~強(qiáng)制性輸出 OVP
? ? ? ? ~輕負(fù)載損失高于 LLC
????????~需要使用額外的并聯(lián)諧振電容器
1，基波分析法
????????基于 FHA [1] 分析負(fù)載諧振轉(zhuǎn)換器（如 LLC 和 LCC ）是最受歡迎的一種方法。假設(shè)電路僅在基波向輸出端輸送功率的點(diǎn)附近運(yùn)行。例如，當(dāng) LLC/LCC 轉(zhuǎn)換器在其串聯(lián)諧振頻率 f R 附近工作時(shí)，假設(shè)有效，串聯(lián)諧振電容 C S 和串聯(lián)諧振電感 L S 形成該頻率（見 圖 ）。在此， V i 是 HB 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中母線電壓的一半，等于全橋 (FB) 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中的母線電壓。在 f R 處，輸入電流 i in 為正弦狀，與方波 v in 的輸入電壓同相。并聯(lián)諧振阻抗 Z P 上的電壓 v o 為方形狀，流向輸出整流器的電流 i o 為正弦狀，與 v o 同相?；? LLC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和 LCC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，阻抗 Z P 可分為電感 L P 或 C P 。在此，隔離變壓器可忽略不計(jì)，因此，次級(jí)側(cè)的各個(gè)組件和初級(jí)側(cè)相同。值得注意的是，如果忽略 HB 零電壓開關(guān) (ZVS) 所需的死區(qū)時(shí)間，則輸出二極管在此工作點(diǎn)上持續(xù)導(dǎo)通?？傊?#xff0c;獲得準(zhǔn)確 FHA 的先決條件是：
????????~諧振回路的正弦輸入電流與輸入方波電壓同相
? ? ? ? ~輸出二極管持續(xù)導(dǎo)通
當(dāng)工作點(diǎn)遠(yuǎn)離 f R 時(shí)，這種方法的準(zhǔn)確性有限。隨著負(fù)載范圍變寬，此情況還會(huì)而出現(xiàn)，但仍然可用來定性描述 LLC 或 LCC ，以便快速、直接地了解拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的特性。
???????? 
????????在 FHA 假設(shè)下，可線性化 LLC/LCC 電路，負(fù)載等效為與 Z P 并聯(lián)的電阻 R e 。等效電路如下 圖 所示。因?yàn)橹挥谢ㄏ蜉敵龆溯斔凸β?#xff0c;所以可用交流信號(hào)來分析電路。負(fù)載電阻 R o 可參考初級(jí)側(cè)的 R e 值，其產(chǎn)生的功率與實(shí)際負(fù)載 R o 相同。其數(shù)值計(jì)算方法為：
?其中 nTR 是變壓器初級(jí)側(cè)與次級(jí)側(cè)的匝數(shù)比。等效交流電路如下圖?所示。
?
?因?yàn)檩斎牒洼敵鲂盘?hào)都是從方波轉(zhuǎn)換為純正弦信號(hào)，所以從輸入到輸出的直流電壓增益 GV.DC 等于交流電壓增益，可通過以下方式計(jì)算：
????????注意，vo.sin 必須滯后于 vin.sin，以便獲得 MOSFET 的 ZVS。表 1 提供 LLC 和 LCC 的 GV 值。Re 歸一化負(fù)載電流定義如下
?
是串聯(lián)諧振元件的特征阻抗 Ze，VI 是半母線電壓 (VBUS/2)
通過品質(zhì)因數(shù) Q e 描述電壓增益和歸一化負(fù)載電流，品質(zhì)因數(shù) Q e 是指兩個(gè)諧振頻率 f HL 與歸一化開關(guān)頻率 f n之間的頻率比值。不同于在 LLC 情況下使用兩個(gè)諧振電感之間比率的 FHA 方法，使用 f HL 術(shù)語可幫助我們更容易地理解電壓增益掃描曲線。下一章說明基于 FHA 方法的 LLC 和 LCC 轉(zhuǎn)換器
?2，拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)比較
????????利用上述 FHA 方法，說明 LLC 和 LCC 轉(zhuǎn)換器的本質(zhì)區(qū)別。包括工作范圍、負(fù)載故障反應(yīng)、電壓增益、源極類型、寄生敏感度等問題。
? ? ? ? 2.1軟開關(guān)范圍
??LLC 和 LCC 都可通過軟開關(guān)操作——即初級(jí)側(cè) MOSFET ZVS 和輸出二極管 ZCS。 圖 6 顯示了兩種拓?fù)湓陂_關(guān)頻率（x 軸）和不同 Q e 或 R e （曲線）下的電壓增益曲線。在此，所有曲線的 Z e 值相同，兩圖中顏色相同的曲線具有相同的 R e 值。等高線的外側(cè)曲線 Q e 較低，換言之，較高的 R e 意味著較低的負(fù)載功率。
? ?當(dāng)在負(fù)載電流 i o 落后 v in 的感性區(qū)（淺綠色區(qū)域）工作時(shí)，LLC 和 LCC 可實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，因而具有高效率、高可靠性和良好的 EMI 性能
? ?LLC 的軟開關(guān)區(qū)域分為兩部分：一部分在 LLC 串聯(lián)諧振頻率 f RH.LLC 以下，另一部分在其以上。有趣的是，從 f RH.LLC 上方的綠色區(qū)域可看出，當(dāng) R e 升高時(shí)，即使頻率大大提高，增益曲線也不會(huì)明顯下降。因此，當(dāng)指定的負(fù)載電流范圍較寬時(shí)，不建議在這個(gè)區(qū)域工作。 2.5. 節(jié)中說明另一個(gè)重要原因。同時(shí)，軟開關(guān)領(lǐng)域的 LCC 情況并非如此。這是因?yàn)殡S著頻率的提高，LCC 并聯(lián)諧振電容 C p 上的電壓迅速降低，所以負(fù)載電流迅速下降。
? ?當(dāng)在負(fù)載電流 i o 落后 v in 的感性區(qū)（淺綠色區(qū)域）工作時(shí)，LLC 和 LCC 可實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，因而具有高效率、高可靠性和良好的 EMI 性能
? ?LLC 的軟開關(guān)區(qū)域分為兩部分：一部分在 LLC 串聯(lián)諧振頻率 f RH.LLC 以下，另一部分在其以上。有趣的是，從 f RH.LLC 上方的綠色區(qū)域可看出，當(dāng) R e 升高時(shí)，即使頻率大大提高，增益曲線也不會(huì)明顯下降。因此，當(dāng)指定的負(fù)載電流范圍較寬時(shí)，不建議在這個(gè)區(qū)域工作。 2.5. 節(jié)中說明另一個(gè)重要原因。同時(shí)，軟開關(guān)領(lǐng)域的 LCC 情況并非如此。這是因?yàn)殡S著頻率的提高，LCC 并聯(lián)諧振電容 C p 上的電壓迅速降低，所以負(fù)載電流迅速下降。
?????????2.2 負(fù)載故障后果
來看看當(dāng)負(fù)載短路或者開路時(shí)， LLC 和 LCC 的反應(yīng)。
當(dāng)負(fù)載短路時(shí)，電壓增益 G V 急劇下降。如果控制回路響應(yīng)較慢（控制帶寬通常在 kHz 水平左右）， LLC 可能會(huì)落入硬開關(guān)區(qū)域。但在這種情況下，LCC 不會(huì)失去 ZVS ，因?yàn)? LCC 可保持 ZVS 直到增益下降為 0 ，與負(fù)載短路前的負(fù)載電流位置無關(guān)。 圖 6b 中可看到上述示例。
換言之，當(dāng)負(fù)載斷開時(shí)， R e 飆升； LLC 的輸出電壓不會(huì)急劇升高，但 LCC 的輸出電壓會(huì)升高。此外，當(dāng)電壓增益跳變時(shí)，LCC 可能會(huì)進(jìn)入硬開關(guān)區(qū)。因此， LCC 絕對(duì)需要一個(gè)輸出 OVP 。 ICL5102 配備一個(gè) OVP引腳，可通過耦合次級(jí)側(cè)輔助繞組來感應(yīng)輸出電壓，從而快速保護(hù)輸出 OVP 。輸出 OVP 對(duì)于 SELV 級(jí)照明鎮(zhèn)流器很重要（輸出電壓嚴(yán)格低于 60 V ）
????????
????????2.2.3 電壓增益范圍和頻率范圍
從 圖 6 和 圖 7 中都可查看電壓增益曲線。為了便于比較， Z e 值相同，相同顏色的曲線代表相同的 R e 值： f RH.LLC = f RH.LCC ， LLC 和 LCC 圖中的 f HL 值相同。由此可看出，盡管在相同的負(fù)載 R e 下，最大電壓增益幾乎相同，但在相同的頻率范圍 ( Δ f ) 內(nèi)， LCC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的最小電壓增益小于 LLC 。原因是 LLC 頻率一旦超過其串聯(lián)諧振頻率 f RH.LLC ，在高負(fù)載電阻下，電壓增益曲線往往會(huì)變得更加平緩。這顯示了純串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器的典型特性。同時(shí)，LCC 在并聯(lián)諧振頻率附近工作時(shí)，可獲得更靈活的電壓增益。因此，在相同的頻率范圍和負(fù)載范圍內(nèi)，LCC 可覆蓋較寬的電壓范圍；換言之， LCC 更加適用于寬負(fù)載電壓工作范圍擴(kuò)大 LLC 電壓增益范圍的方法有很多。在不增加額外諧振元件或改變 HB 結(jié)構(gòu)中 50% 占空比的情況下，降低 f RL.LLC 和 f RH.LLC 之間的比率——換言之，降低 L P /L S 的比率，是 [3] 中一種常見的解決方案。然而，這樣會(huì)導(dǎo)致磁化電流（無功功率）變大，變壓器繞組和 MOSFET 中的傳導(dǎo)損耗更高。因此，在進(jìn)行 LLC 的優(yōu)化設(shè)計(jì)
時(shí)，需要在效率和電壓增益范圍之間做出權(quán)衡
然而，在輸入和輸出電壓固定的應(yīng)用中，可在串聯(lián)諧振點(diǎn) f RH.LLC 上設(shè)計(jì) LLC 。此時(shí)， LLC 的效率最高，且其在不同負(fù)載下的工作頻率不變，有利于 EMI 濾波器的設(shè)計(jì)。
?
????????2.2.4 電壓源和電流源比較
為什么 LLC 和 LCC 的表現(xiàn)大相徑庭？讓我們看看諧振回路的另一種狀態(tài)。使用 表 1 中的 J norm 方程， 圖 8 中繪制了兩種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的歸一化負(fù)載電流（上圖）以及電壓增益（下圖）。由此可看出，無需考慮負(fù)載電阻，LCC 負(fù)載電流在較高的諧振頻率 f RH.LCC 處收斂，這表示 L S 、 C S 和 C P 三個(gè)元件之間并聯(lián)諧振。就這一點(diǎn)而言，LCC 更像一個(gè)剛性電流源。另一方面， f RH.LLC 處的 LLC 更像一個(gè)電壓源。
可通過戴維南和諾頓電路變換來進(jìn)行說明，如 圖 9 所示。眾所周知，在串聯(lián)諧振頻率 ( f RH.LLC ) 處， C S 和 L S 串聯(lián)的阻抗為零，因此無論負(fù)載 R e 大小如何，都可直接視為戴維南等效電路中所示的電壓源（ 圖 9a ）。在這個(gè)恒定電壓 (CV) 點(diǎn)上，可設(shè)計(jì)一個(gè)帶有 CV 輸出的低成本 PSR LLC ，適用于輸入電壓穩(wěn)定且對(duì)輸出電壓的精度和紋波要求不高的應(yīng)用。
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????????當(dāng)在并聯(lián)諧振頻率 ( f RH.LCC ) 附近工作時(shí)，借助諾頓等效電路（ 圖 9b ）更容易理解 LCC 。在 f RH.LCC 處，諧振回路的阻抗無限大。因此，等效電流源可完全對(duì)負(fù)載進(jìn)行饋電，其電流值幾乎與負(fù)載無關(guān)。此處稱為恒流(CC) 點(diǎn)。這就是為什么 LCC 可支持更寬的輸出范圍。利用這一特性，我們可為不可調(diào)光照明應(yīng)用設(shè)計(jì)一款低成本 PSR LCC （見 5.3 節(jié)）。關(guān)鍵的設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)在于如何在開環(huán)控制方案中將輸出電流分布控制在一個(gè)可接受的范圍內(nèi)。
????????在 圖 8 的歸一化負(fù)載電流圖中可發(fā)現(xiàn)另一個(gè)重要特征——在相同的頻率范圍內(nèi)， LCC 可處理更高的負(fù)載電流。經(jīng)驗(yàn)表明，當(dāng)指定寬輸出電壓范圍時(shí)，LLC 必須在輕負(fù)載條件下進(jìn)入突發(fā)模式。這在照明應(yīng)用中并不適用，因?yàn)檎T發(fā)的低頻電流紋波會(huì)影響照明質(zhì)量，而且潛在的音頻噪聲也難以解決。大型 OEM 照明客戶應(yīng)盡量避免使用突發(fā)模式進(jìn)行深度調(diào)光。因此，LCC 非常適用于寬輸出電壓和電流范圍應(yīng)用。
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????????2.2.5 寄生電容靈敏度
????????諧振電路中的寄生元件會(huì)引發(fā)額外的諧振，使電路偏離理想的工作狀態(tài)。最顯著的寄生現(xiàn)象是存在于變壓器繞組和輸出半導(dǎo)體中的雜散電容，如輸出二極管或同步整流 (SR) 結(jié)構(gòu)中的 MOSFET 。這些電容可集中成一個(gè)電容器，與變壓器的磁化電感 L P 并聯(lián)。
????????圖 10 顯示了包含和不包含寄生電容的 LLC 電壓增益曲線。從 圖 10a 中可看出，隨著負(fù)載電阻的增大（輕負(fù)載工作）和工作頻率的提高，寄生電容可明顯提高電壓增益。這不僅導(dǎo)致需要通過進(jìn)一步擴(kuò)展頻率以獲得相同的電壓增益，更嚴(yán)重的是，拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)入硬開關(guān)和控制不穩(wěn)定狀態(tài)。因此，對(duì)于寬負(fù)載范圍的 LLC 轉(zhuǎn)換器，建議在規(guī)定的負(fù)載電流和最小電壓情況下，將頻率設(shè)置為接近串聯(lián)諧振點(diǎn) ( f RH.LLC ) 的位置
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另一方面，這種寄生電容對(duì) LCC 的設(shè)計(jì)和運(yùn)行影響不大。如果將其并聯(lián)諧振電容 C P 置于次級(jí)側(cè)的變壓器端子上，則寄生電容基本可與 C P 合并。由于寄生電容值很小，所以其影響微不足道。
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????????2.2.6 集成變壓器結(jié)構(gòu)
????????采用分立諧振電感器可使 LCC 回路設(shè)計(jì)擁有更大的自由度；利用變壓器漏電感作為串聯(lián)電感有助于減少系統(tǒng)尺寸/BOM 成本，簡(jiǎn)化庫(kù)存管理。
????????LLC 和 LCC 集成變壓器的結(jié)構(gòu)不同。 圖 11 顯示了集成變壓器對(duì)稱結(jié)構(gòu)的一半。在此，初級(jí)和次級(jí)繞組使用利茲線。初級(jí)和次級(jí)繞組通常被放置在線架的不同位置，從而獲得足夠的漏電感。
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????????一旦根據(jù)設(shè)計(jì)原理、額定電流等確定了導(dǎo)線類型和繞組匝數(shù)，就需要調(diào)整兩個(gè)繞組部分之間的距離（ 圖 11 中的 L bg ）以獲得適當(dāng)?shù)穆╇姼?。這對(duì) LLC 和 LCC 來說都一樣。
????????與漏電感相比，LLC 變壓器的磁化電感有限，因此必須在中間鐵芯腿上建立氣隙（ 圖 11 中的 L ag ）用來控制
L P 值。同時(shí)，這種氣隙對(duì)于 LCC 變壓器來說并非絕對(duì)必要的因素，因?yàn)槠浯呕姼羞h(yuǎn)遠(yuǎn)大于漏電感。這意
味著 LCC 變壓器的制造更容易且更便宜。此外，在 LLC 集成變壓器中，氣隙周圍的邊緣場(chǎng)所引起的繞組損耗也是一個(gè)問題，但 LCC 中不存在這種問題。
需要注意的是，一旦使用集成變壓器，設(shè)計(jì)人員只能將并聯(lián)諧振電容 C P 放置在變壓器次級(jí)側(cè)。對(duì)于 LV 輸出應(yīng)用來說，由于額定電壓較小，這通常會(huì)降低電容成本。
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????????2.2.7 輕負(fù)載損耗
在輕負(fù)載情況下（如果系統(tǒng)沒有進(jìn)入突發(fā)模式），工作頻率越高，兩種轉(zhuǎn)換器的鐵芯損耗就越高。同時(shí)，LCC 仍需對(duì) C P 進(jìn)行充電，直至達(dá)到相同的輸出電壓。這意味著輕負(fù)載條件下的循環(huán)能量增加，并將進(jìn)一步降低系統(tǒng)效率。因此，對(duì)于輕負(fù)載條件下需要高系統(tǒng)效率的應(yīng)用，不建議使用持續(xù)工作的 LCC 。